二極管D5、電容C3和電阻R2組成鉗位網絡，控制由反激變壓器泄漏電感造成的電壓尖峰。D5應當是一個快速恢復器件，額定用于應對峰值輸入電壓及反射到變壓器初級上的輸出電壓。600 V額定電流為1 A的MURA160快速恢復二極管是D5的適宜選擇。電容C3必須吸收泄漏的能量，同時電壓只有極小的增加，1.5 nF的電容足以用于這類低功率應用。電阻R3必須耗散泄漏的能量，但并不必須會降低能效。該電阻根據經驗選擇47 kΩ。需要注意的是，該電阻和電容C3的額定電壓是125.5 V。

3)偏置電源

二極管D6對偏置繞組提供的電源整流。200 mA電流時額定電壓為100 V的MMBD914二極管是D6的適宜選擇。初級偏置由電容C4、電阻R3和電容C5來濾波。選擇的C5為2.2 μF，C4為0.1 μF，R3為1.5 kΩ。

4)輸出整流器

輸出整流器必須承受遠高于630 mA平均輸出電流的峰值電流。最大輸出電壓為22 V，整流器峰值電壓為93.2 V。所選擇的輸出整流器是3 A、200 V、35 nS的MURS320，提供低正向壓降及快開關時間。2,000 μF的電容將輸出紋波電流限制在25%，或是峰-峰值144 mA。

5)電流控制

通過監測與輸出串聯的感測電阻RSENSE的壓降，維持恒定的電流輸出。電阻R11連接感測電阻至通用PNP晶體管Q1的基極-射極結。當感測電阻上的壓降約為0.6 V時，流過R11的電流偏置Q1，使其導通。Q1決定了流過光耦合器U2的LED的電流，并受電阻R4限制。光耦合器U2的晶體管為NCP1014提供反饋電流，控制著輸出電流。

設定輸出電流Iout=630mA則要求感測電阻RSENSE=0.85Ω。感測電阻由4顆并聯的元件R6、R7、R8和R9組成，選擇R6和R7的阻值為1.8Ω，選擇R8的阻值為10Ω，而讓R9開路，從而產生約0.83Ω的總感測電阻。

6)功率因數控制

在本電路中維持高功率因數有賴于緩慢的反饋響應時間，僅支持給定輸入電源半周期內反饋電平略有改變。對于這種電流模式的控制器件而言，最大峰值電流在半周期內幾乎保持恒定。與傳統反饋系統相比，這就改善了功率因數。電容C6提供慢速的環路響應，抑制NCP1014的內部18 kΩ上拉電阻及來自反饋光耦合器晶體管的電流。從經驗來看，電容C6確定在22 μF至47 μF的范圍之間。

7)變壓器